介紹

模塊化數字化儀和類似的測量儀器（如圖1所示的Spectrum M4i系列）需要將各種信號特性與內部模數轉換器（ADC）的固定輸入范圍相匹配,。

數字化儀前端還必須最大程度地減少被測設備的負載并提供適當的耦合。另外，還需要進行濾波以減少寬帶噪聲的影響,。所有這些功能都由儀器的“前端”提供,，其中包括輸入與ADC之間的所有電路,。數字化儀用戶需要了解利弊才能正確使用這些儀器,。

圖1 頻譜M4i.44xx高速數字化儀,，包括2和4通道版本，分辨率為14或16位,。

圖2顯示了本示例中使用的Spectrum M4i系列模塊化數字化儀的框圖,。每個輸入通道都有自己的前端（綠色陰影部分），可以獨立設置,。前端提供適當的輸入耦合和端接以及范圍選擇和帶寬限制濾波,。

圖2 M4i.44xx PCIe14/16位模塊化數字化儀的框圖。每個通道的前端顯示為綠色,，前端提供適當的輸入耦合和端接以及范圍選擇和帶寬限制濾波,。

前端功能

要使模塊化數字化儀最大化實現其功能，要求前端電路具有以下功能：

1. 選擇一種輸入端接,，提供匹配的阻抗或具有高阻抗輸入的最小負載,。

2. 根據需要提供交流或直流耦合，選擇耦合模式,。

3. 濾波,，最大程度地降低噪聲同時減少諧波分量（如果存在）。

4. 多個輸入范圍,，可以捕獲輸入信號電平的大范圍變化,，同時將噪聲和失真降至最低，以保持信號完整性,。

5. 內部校準,，最大程度地提高準確性。

輸入端接

測量儀器應正確終止信號源,。對于大多數射頻（RF）測量,，通常為50Ω端接。匹配的端接會使反射引起的信號損失最小,。50Ω匹配的品質因數是回波損耗或電壓駐波比（VSWR）,，品質因數均表示阻抗匹配的質量。

如果源器件具有高輸出阻抗,，則可以與1MΩ高阻抗端接匹配,，從而最大程度地減少電路負載。1MΩ終端還允許使用高阻抗示波器探頭,，這會進一步增加負載阻抗,。通過將1MΩ端接與外部600Ω端接相結合，可以實現與其他標準端接（如600Ω音頻）的阻抗匹配,。

考慮到方便性和信號的完整性,，在設計選擇輸入阻抗時需要進行工程權衡，所以一些模塊化數字化儀供應商僅提供50Ω端接,。如果您需要一個高阻抗終端或同時具有50Ω和50Ω的高阻抗終端,，需要確認制造商是否提供,。Spectrum M4i系列旨在為用戶提供輸入端接的選擇，同時保持最高水平的信號完整性,。

輸入耦合

測量儀器中的輸入耦合將測量儀器交流或直流耦合到電源,。直流耦合顯示整個信號，包括直流偏移（非零均值信號）,。交流耦合消除了穩(wěn)態(tài)平均值（DC）,，可用于直流電源輸出的紋波等測量。如果沒有交流耦合,，則直流輸出將需要較大的信號衰減，難以精確測量紋波,。通過交流耦合,，可以使用更高的輸入靈敏度，從而更好地測量紋波分量,。

交流耦合的關鍵指標是交流耦合頻率響應的低頻截止頻率（-3dB點下限）,。這決定了交流耦合將低頻信號衰減到多少。它還與恢復時間有關,，即應用于儀器的DC電平改變后,，輸入電平穩(wěn)定所需的時間。通常,，截止頻率越低,，耦合電容器越大，建立時間越長,。

一些模塊化數字化儀僅提供AC或DC耦合,，而不能選擇兩者。同樣,，這是降低復雜性的工程折衷,，因為具有固定耦合的數字化儀不必處理繼電器或開關等組件。同樣,，應用程序將確定是否可以接受固定或可選的耦合,。當測量需求發(fā)生變化時，可選的耦合器可以提供更大的靈活性,。

輸入電壓范圍

數字轉換器ADC通常具有固定的輸入范圍,。最簡單的接口是具有與ADC相匹配的固定輸入范圍的單個輸入。盡管簡單,，除非單個范圍恰好是您要使用的范圍,，否則在測量儀器中是不實用的。為了使輸入信號擺幅進入ADC范圍,，需要使用衰減器或放大器,。

衰減器是一個簡單的分壓器,，通常是電阻分壓器，可減小輸入信號的幅度,。使用優(yōu)質組件設計時,，通常不會顯著降低信號完整性。衰減器位于信號路徑中時,，出現的一個問題是儀器內部噪聲幅度隨前端衰減而縮放（相對于衰減器的輸入）,。因此，如果數字化儀的噪聲電平為58μV,，并且添加了10：1衰減器,，則參考輸入的噪聲電平為580μV。噪聲水平仍然是衰減滿量程范圍的相對百分比,。

放大器是另一回事,。即使設計得當，它們通常也會將噪聲引入信號路徑,。數字化儀的內部噪聲在參考輸入時會因放大器的增益而降低,，在某種程度上可以彌補這一點。放大器還會引入失真,，進一步降低信號的完整性,。放大器的另一個局限性是具有固定的增益帶寬乘積。如果想要增加增益,，那么必須成比例降低帶寬,。這一點可以在帶寬降低的高靈敏度范圍內看到。

輸入電壓范圍的選擇是模塊化數字化儀設計中的關鍵領域,，因為它對信號完整性有很大的影響,。同時，為用戶提供了更大的靈活性,，將可用信號幅度與數字化儀輸入范圍進行匹配,。供應商提供了多種方法，從提供單個固定輸入范圍（將數字化儀制造商的設計工作轉移到需要自己進行正確放大的最終用戶）到提供多個輸入路徑,，它們的變化不盡相同,。多個輸入路徑結合了“緩沖”路徑和“50Ω”高頻（HF）路徑，可在輸入范圍和端接方面提供最大的通用性,，而“50Ω”高頻（HF）路徑可在較少輸入范圍的情況下提供最高帶寬,、最佳信號完整性和固定的50Ω端接。圖3中的框圖顯示了頻譜檢測的體系結構M4i.44xx模塊化數字化儀,，包括雙輸入路徑,。

圖3 M4i.44xx模塊化數字化儀體系結構

高頻路徑經過優(yōu)化，可提供最佳帶寬和最佳信號保真度,。緩沖路徑通過提供更多和更廣泛的輸入電壓范圍選擇,，提供了最大的通用性,。用戶可以選擇最符合其測量要求的輸入路徑。表1比較了14位500MS/s版本（M4i.445x）的每個路徑的特性,。

表1M4i.445x高頻路徑與緩沖路徑的特性

圖4比較了高頻路徑和緩沖路徑對數字化儀500mV范圍內256階躍斜坡的響應,。在此圖中，我們正在查看每個路徑中的單個步驟（請注意,，已為每個路徑選擇了相鄰的步驟,，因此它們不會重疊）。

圖4 高頻和緩沖路徑對數字轉換器500mV范圍內256階躍斜坡的響應

請注意,，緩沖路徑中的峰峰值噪聲比高頻路徑中的噪聲高,。高頻路徑設計經過優(yōu)化，可以最大程度地減少噪聲,，盡管其帶寬是緩沖路徑的兩倍，但噪聲仍然低得多,。為此性能付出的代價是減少了可用輸入范圍內的數量,，并減少了使用50Ω端接的必要性。還有,，如果模塊化數字化儀僅提供與緩沖路徑等效的信號,，則會“卡在”噪聲水平較高的級別。分析這些波形的直方圖,，如圖5所示,，我們可以看到高頻路徑的均值分布小于緩沖路徑的均值分布。這意味著高頻路徑中的變化或噪聲較小,。

圖5 高頻路徑和緩沖路徑的直方圖

這種現象的量度是標準偏差,。在此示例中，高頻路徑的標準偏差為0.125mV,，而緩沖路徑的標準偏差為0.183mV,。這提供了相同輸入信號兩個信號路徑之間噪聲電平差異的量化。應當注意,，兩個響應也都包含來自信號源和數字化儀的噪聲分量,。

高頻的較高信號完整性的優(yōu)勢還可以從使用兩個輸入信號路徑的數字化儀獲取的正弦波頻譜中看出。如圖6所示,。這里顯示了通過每個輸入路徑采集的信號的快速傅里葉變換（FFT）,。光標標記頻譜峰值和最高雜散的峰值。高頻路徑的無雜散動態(tài)范圍為80.9dB,，而緩沖路徑為60.7dB,。還要注意,，在高頻信號路徑情況下，噪聲基線較低,。

圖6 高頻路徑與緩沖路徑的快速傅里葉變換

關于改善信號完整性的一些建議

無論選擇哪種信號路徑,，都有一些常規(guī)規(guī)則來幫助獲得最佳信號完整性。首先是盡可能多地使用輸入范圍,。如果信號幅度穩(wěn)定,，則選擇至少使用該范圍90％的輸入范圍。不要過驅動ADC,。如果超出滿量程范圍,，則將導致失真或削波，從而產生不需要的諧波并降低信號完整性,。

帶寬限制濾波器（如果在數字化儀中可用）可以幫助減少噪聲,。本文使用的數字化儀中，前端有一個模擬20MHz低通濾波器,，可以切換以限制數字化儀的帶寬,。如果輸入信號中內容沒有高于20MHz，則使用濾波器通過降低20MHz以上的噪聲來提高采集信號的信噪比,。

內置校準

Spectrum的所有模塊化數字化儀通道在出廠前均經過工廠校準,。由于模塊化數字化儀已集成到PC環(huán)境中，其中可能會有PC電源電壓和溫度等變化,，因此該數字化儀的軟件驅動程序提供了例行程序,，用于對所有輸入范圍進行自動板載偏移和增益校準（僅限緩沖信號）的緩沖信號路徑。每個數字化卡均包含一個高精度的內置校準參考,。這是一項出色的功能,，可在環(huán)境變化和老化的情況下幫助保持數字化儀的校準。最好的做法是確保數字化儀正常工作并有足夠的時間達到穩(wěn)定的工作溫度后,，再執(zhí)行校準,，通常在10到15分鐘后即可。

結論

模塊化數字化儀的前端需要提供所有必要的功能,，以確保準確,、可重復的測量。多個輸入范圍,、AC/DC耦合,、濾波和內置校準都有助于確保最大的信號完整性和準確性。精心設計的前端將允許用戶適當地調節(jié)輸入信號,，確保其覆蓋盡可能多的ADC范圍,，而不會過驅動它。只有這樣,，數字化儀才能達到最佳的測量精度和精度,。