系統(tǒng)規(guī)格：

  系統(tǒng)采用緊湊的架構(gòu)，包括如下幾個部分：

  1.采集模塊：

  ?倍增管采集模塊,，集成4通道12bit1GSPSADC,。
  ?采集模塊板載1GBDDR內(nèi)存。
  ?采用高精度的時鐘源,。
  ?上位主控計算機,，通過USB控制各個采集系統(tǒng)，并從采集系統(tǒng)中讀取每通道的采集數(shù)據(jù),。

  2.2x2H8500位置能量簡化讀出和處理電路模塊（采用SCDC法）

  ?1級簡化讀出模塊,。
  ?局域區(qū)選擇電路模塊。
  ?2級簡化阻抗電路模塊,。

  3.位置-能量檢出以及成像算法模塊

  系統(tǒng)整體架構(gòu)如下：

 

  關于2x2H8500位置能量簡化讀出和處理電路模塊實現(xiàn)方案：

 

  針對H8500的64個分立陽極信號,如果采取逐個陽極信號的讀出方法,讀出電路將非常復雜,，后續(xù)的信號處理與采集系統(tǒng)也將變得十分龐大且昂貴,因此,簡化其位置信號讀出方法就變得很重要。目前,多陽極PSPMT有兩種簡化的位置讀出方法:

  1.一種是基于電阻鏈電荷分除方法的無源電阻網(wǎng)絡,被稱為離散位置讀出電路(DPC）

  2.另一種是將陽極收集來的電荷平均地分配到X和Y兩個電阻網(wǎng)絡,稱為均衡電荷分配電路(SCDC),。

  我們首先分析一下兩種讀出電路的優(yōu)缺點,，并著重采用SCDC法來實現(xiàn)本項目，并在SCDC中加入了局域重心(TCOG)的定位方法,，進一步簡化讀出電路,。

  DPC讀出方法的實現(xiàn)：

 

DPC是基于單絲正比計數(shù)器的直角位置運算法發(fā)展起來的一個網(wǎng)絡式電阻串結(jié)構(gòu)。實際應用中多陽極PSPMT的每個陽極都有相應的光電信號輸出,這些光電信號通過DPC電橋電阻網(wǎng)絡輸出A,B,C和D4個方向的電流信號,經(jīng)過放大器放大后進行處理,。

 

  DPC電阻網(wǎng)絡實現(xiàn)如上圖

  入射光子的位置由下式求得:

  X=（(VA+VB)-(VC+VD)）/（VA+VB+VC+VD）

  Y=（(VA+VD)-(VC+VB)）/（VA+VD+VC+VB）

  這種方法的優(yōu)點是:前端讀出電路結(jié)構(gòu)簡單,需要的讀出通道少(只有4路輸出),使得后端的信號采集與處理比較容易,整套系統(tǒng)的讀出成本比較低,。但是這種讀出方法存在的問題是:靠近探測器的邊緣區(qū)域,由于重心法定位引起的壓縮效應非常明顯,導致探測器的可使用面積極大地減小。

  SCDC讀出方法實現(xiàn)

  與DPC電橋讀出法不同,SCDC讀出法是將陽極收集來的電荷均衡地分配到X和Y方向的兩個電阻網(wǎng)絡上,稱為X和Y網(wǎng)絡,。X和Y網(wǎng)絡各有8個讀出通道,共計16個讀出通道,。

該讀出法雖然可把64個分立陽極信號簡化為16路讀出,但16路讀出仍然較多,不易處理,還需進一步的優(yōu)化與簡化。

 

  均衡電荷分配讀出的二維電阻網(wǎng)絡

  前述SCDC網(wǎng)絡簡化后的16路讀出,其進一步簡化是通過對后續(xù)信號處理電路的優(yōu)化來實現(xiàn)的,。具體設計方法是:通過TCOG法來對讀出電路進行優(yōu)化,。其核心是通過一個減法電路來實現(xiàn)局域區(qū)的選擇,去除那些遠離射線入射區(qū)域的噪聲信號影響,達到提高定位精度的目的；然后再利用阻抗電橋電路,把16路讀出簡化為4路輸出,。下圖給出了X方向阻抗電橋電路,8路讀出簡化為X+和X-兩路輸出;同理,Y方向也通過與X方向類似的阻抗電橋電路處理,。

 

 
在阻抗電橋讀出電路中,每一路通道經(jīng)一對定位電阻與后端相應的放大器和反饋電阻構(gòu)成兩個反向放大回路,信號按照通道所對應的位置以相應的放大倍數(shù)分送到X+和X-輸出。定位電阻RAn和RBn需要滿足總的電壓放大倍數(shù)為恒定值,設R為所有通道中阻值大的電阻(即RA1),N為總的讀出通道數(shù),n為通道號,G為期望的大電阻與小電阻的比值;定位電阻的計算公式如下:

  RAn=R/((n+1)*(G-1)/(N-1)+1)

  RBn=R/((N-n)*(G-1)/(N-1)+1)

  后,定位測量由以下公式算出:

  X=((X+)-(X-))/((X+)+(X-))

  Y=((Y+)-(Y-))/((Y+)+(Y-))

  簡化讀出電路設計,，SCD具體分三級實現(xiàn)：用兩級電路簡化讀出信號的通道數(shù),，并在兩級簡化間加入局域重心法定位的區(qū)域選擇電路，以去除噪聲及其它干擾，提高定位精度及線性度,。2×2陣列的1個H8500共有64個陽極信號輸出,，經(jīng)三級處理后，終輸出四路位置信號和一路觸發(fā)信號,，供后端的數(shù)據(jù)獲取系統(tǒng)處理，極大地降低后續(xù)數(shù)據(jù)獲取系的復雜性,。

  1.級簡化的讀出電阻網(wǎng)絡電路

  該電阻網(wǎng)絡電路的設計基于均衡電荷分配,，將H8500輸出的64個分離陽極的電荷平

  均分配到X和Y電阻網(wǎng)絡上分別讀出X和Y網(wǎng)絡；經(jīng)獨立的前級放大后輸出,，前級放大器采用電壓靈敏放大器,，反饋電阻上并聯(lián)一個高通濾波電容以降低高頻噪聲的影響。

  前級放大電路如下：

 

  采用高速極低噪聲運放實現(xiàn),。

  2.局域區(qū)選擇電路TCOG

  采用局域重心定位,，對上一級簡化輸出的X和Y信號進行優(yōu)化處理，是用一個減法電路實現(xiàn)局域區(qū)的選擇,。具體設計方案是：設定一個閾值,，低于閾值的信號即為噪聲，

  高于閾值者方為有效信號,，閾值以與噪聲的平均值相當為宜,。根據(jù)重心定位原理，此法能大大降低噪聲對定位精度的影響且能有效降低邊沿壓縮效應,。電路為可調(diào)比例的反向鉗位減法電路,，將一個方向上各通道信號加和后取一個適當?shù)谋壤謩e做反向模擬加法運算到各通道中,，幅度<0的信號被鉗位電路屏蔽掉,，只輸出幅度>0的信號。另外,，各通道信號加和后得到的信號同時做后級放大后作為一路觸發(fā)信號輸出,。

 

  TCOG實現(xiàn)原理

  3.第二級簡化的阻抗電橋電路

  該級簡化電路的設計采用常規(guī)的阻抗電橋電路，對上一級電路輸出的X和Y方向上各路讀出簡化為4路輸出,。多路讀出簡化為Y+和Y–,，X+和X-。

 

  X方向上的電路阻抗電橋電路

 

經(jīng)過試驗測試,，DPC讀出電路,其定位有顯著的非線性和壓縮效應;而配備SCDC讀出電路,其定位的非線性和壓縮效應得到明顯改善,更加接近陣列晶體真實的幾何排列,。DPC讀出電路相對于SCDC讀出電路的定位壓縮接近20%,SCDC讀出結(jié)合TCOG法能顯著改善探測器的位置分辨和成像性能。

  所以我們采用SCDC讀出電路來完成本項目,。

  成像算法的實現(xiàn)：

  算法的核心是能量的精確檢測,。并采用自適應數(shù)字補償算法，去除光電倍增管交叉區(qū)域的相互干擾,。

  后采用成像算法,，在計算機上顯示圖像：

 

  采集系統(tǒng)有如下部分組成：

  1．采集模塊,，每塊采集模塊集成4通道1GSPS12bitADC，每通道儲存空間為512Msample,，總共2GB儲存空間,，支持用戶FPGA開發(fā)。

  2．1塊同步時鐘/觸發(fā)模塊,，接收系統(tǒng)基準時鐘和觸發(fā)控制信號,，以及校準信號。

  3．1主控模塊,，負責接收上位機的控制命令以及上傳采集數(shù)據(jù),。

  采集系統(tǒng)采用多通道同步采集機制，各個通道使用嚴格的同步管理系統(tǒng),。

  采用多通道同步采集遇到的問題和解決方案：

  首先要保證多通道的時鐘嚴格同步以及每通道的模擬電路以及每個ADC的工作狀態(tài)一致性,。在輸入一個脈沖信號時，多通道系統(tǒng)有如下誤差,，如下圖所示:

 

  多個通道的采集誤差主要由模擬電路以及不同ADC芯片的clkslew,，gainerror以及offseterror組成，這些誤差的引入,，如果輸入的脈沖信號,，并要檢測其相對位置，首先要檢測峰值或半峰值,，這些誤差都會引起峰值電路的誤判（半峰/全峰值檢測均是如此）,。盡管我們在設計硬件電路以及PCB設計會盡量考慮以上問題，如同源的時鐘分布以及相同的走線,；多個ADC公用精準的外部參考電壓源等等,，但不幸的是，這些設計改進并不能完全消除這些由模擬器件本身的固有特性引起的誤差,，這些誤差是隨機的,，也隨溫度變化而變化的。

  因此,，動態(tài)校正電路以及自適應的數(shù)字后補償算法是必不可少的解決方案,。

  校正功能實現(xiàn)原理如下：

 

  校正功能有校正電路和FPGA算法部分組成，校正電路由高精度低速DAC,，參考源,，濾波器和時鐘相位微調(diào)芯片組成。FPGA算法核心為參數(shù)估計自適應算法和校正參數(shù)邏輯組成,。校正目標為設置一個基準通道,，其他2個通道的時鐘相位以及gain和offset向該基準通道標定。該方法不能校準每通道ADC的絕對精度，而只是每通道的個參數(shù)一致,，這對測量每通道采集數(shù)據(jù)的相對相位是足夠了,！

  校準信號為A*sin（ω*t+φ）+B;

  CH0采到的信號為A0*sin（ω*t+φ0）+B0;

  CH1采到的信號為A1*sin（ω*t+φ1）+B1;

  CH2采到的信號為A2*sin（ω*t+φ2）+B2;

  通過迭代法解線性方程組，當方程收斂時,，分別能得到每個通道的參數(shù),，通過計算每個通道的同基準誤差，來調(diào)節(jié)clkphase以及gain和offset來后是3個通道工作一致,。

  Clk的phase通過專業(yè)的時鐘調(diào)節(jié)芯片來進行調(diào)節(jié),。精度step為1ps-500fs，范圍可以為+/-500ps,，足夠調(diào)節(jié)。

  同步時鐘的傳輸和Clockjitter的消除：

  雖然有自適應校正來校正clk的傳輸相對延遲,，但在電路設計時也要保證clk的小相對傳輸延遲和自身的clockjitter,！

  對于整個多通道采集系統(tǒng)，時鐘信號傳輸如下圖所示：

 

在所有傳輸過程中,，均使用等長的傳輸線連接,，基準時鐘為10MHz。采用低頻的基準時鐘有助于減少干擾和傳輸中時鐘的jitter,。在采集模塊及ADC輸入信號端,，我們采用zerodelay時鐘發(fā)生器進行基準時鐘和每個ADC采集時鐘的相位同步，其zerodelaypll如下圖所示：

 

  通過自動調(diào)節(jié)芯片內(nèi)部的延遲來達到輸出時鐘和參考時鐘的相位一致性,。

 

  沒有進行zerodelay補償?shù)臅r鐘輸入/輸出相位誤差約為664ps,，這個誤差是一個范圍，可能在0-644ps中隨機出現(xiàn),！經(jīng)過zerodelay補償?shù)南辔徽`差如下圖：

 

  其不確定的相位誤差可以控制在22ps以內(nèi),，相當于5GHz/200ps的10%，殘余的誤差再通過校準算法已經(jīng)軟件進行補償,。

  對于clockjitter的消除：

  該方案中采用溫度補償晶體TCXO以及業(yè)內(nèi)頂級的JittercleaningCLKGenerator芯片來保證clock的穩(wěn)定性,，Clockjitter的消除以及極低的Phasenoise。

  在寬溫工作環(huán)境下,，普通的晶體隨著工作溫度的變化,，晶體的穩(wěn)定度和頻率都會發(fā)生改變，為解決該問題,，我們在設計中基準晶體選用恒溫晶體OCXO,該晶體具有業(yè)內(nèi)領先的溫度穩(wěn)定性,，在寬溫工作環(huán)境下不會超過+/-1ppm，其溫度測試性能如下：

 

  對于時鐘芯片的選擇,，也是基于同樣的考慮,，集成高精度高穩(wěn)定的VCO，具有Jittercleaning功能和clkphaseadj功能。通常,，jitter由ADC本身的jitter和CLKjitter組成,，各自的RMS再組成總jitter的RMS：
 

  總jitter的RMS會在采集系統(tǒng)中產(chǎn)生白噪聲，其關系如下：
 

  采集系統(tǒng)的總  

  采用本時鐘解決方案,，其總的clockjitter在系統(tǒng)中完全能做到<350ps,。在忽略信號noise，DNL等情況下,，fin和clockjitter有如下關系：